Giải thuật ổn định điện áp ra và giảm độ gợn dòng điện vào nghịch lưu nguồn kháng tựa khóa

Tạp chí Phát triển Khoa học và Công nghệ – Kĩ thuật và Công nghệ, 4(2):999-1008
Open Access Full Text Article Bài nghiên cứu
1Trường Đại học Công nghệ Đồng Nai,
Việt Nam
2Viện Khoa học năng lượng- Viện Hàn
lâm Khoa học và Công nghệ Việt Nam
3Trường Đại Học Sư phạm Kỹ thuật
TP.HCM, Việt Nam
Liên hệ
Lê Xuân Vịnh, Trường Đại học Công nghệ
Đồng Nai, Việt Nam
Email: lexuanvinh@dntu.edu.vn
Lịch sử
 Ngày nhận: 04-02-2021
 Ngày chấp nhận: 13-5-2021 
 Ngày đăng: 03-6-2021
DOI : 10.32508/stdjet.v4i2.808 
Bản quyền
© ĐHQG Tp.HCM. Đây là bài báo công bố
mở được phát hành theo các điều khoản của
the Creative Commons Attribution 4.0
International license.
Giải thuật ổn định điện áp ra và giảm độ gợn dòng điện vào nghịch
lưu nguồn kháng tựa khóa
Lê Xuân Vịnh1,*, Nguyễn ĐứcMinh2, Trương Việt Anh3, Quách Thanh Hải3
Use your smartphone to scan this
QR code and download this article
TÓM TẮT
Trong những năm gần đây, nghịch lưu tăng áp tựa khóa chuyểnmạch được sử dụng rộng rãi trong
hệ thống điện. Bài báo này đề xuất một phương pháp ổn định điện áp AC ngõ ra đồng thời giảm
độ gợn dòng điện của cuộn kháng tăng áp trong nghịch lưu tăng áp tựa khóa chuyểnmạch (QSBI).
Phương pháp đề xuất dựa trên điều chế độ rộng xung sóng mang với hai sóng tam giác lệch pha
nhau 90o . Kỹ thuật đề xuất sử dụng hàm offset để mở rộng chỉ số điều chế và giải thuật ổn định
điện áp ngõ ra dựa trên việc điều chỉnh hệ số tăng áp. Việc mở rộng chỉ số điều chế sẽ giúp giảm
điện áp stress trên các khóa chuyểnmạch trung bình đến 16,5% trong các điều kiệnmô phỏng. Hệ
số tăng áp sẽ dựa trên thời gian ngắn mạch phía DC/DC và phía nghịch lưu khi có các các vector
zero. Điều này giúp giảm tỉ số ngắn mạch cho phần tăng áp DC/DC do có các xung ngắn mạch
được chèn vào vị trí các vector zero, vì thế mạch nghịch lưu đảm nhiệm hai quá trình tăng áp và
nghịch lưu. Sự kết hợp này làm giảm được độ gợn dòng trên cuộn kháng tăng áp. Đồng thời việc
giảm tỉ số ngắn mạch phía tăng áp DC/DC sẽ cũng giúp giảm công suất của khóa chuyển mạch
phía mạch tăng áp và từ đó có thể giảm giá thành sản xuất của sản phẩm. Các phân tích sẽ làm
rõ kỹ thuật đề xuất. Các mô phỏng và thực nghiệm sẽ được thực hiện nhằm đánh giá kỹ thuật đề
xuất.
Từ khoá: Tăng áp DC/DC, điều chế độ rộng xung, nghịch lưu, tỉ số ngắn mạch, QSBI
GIỚI THIỆU
Nghịch lưu tăng áp được ứng dụng nhiều trong các
hệ thống điện như: Nguồn năng lượng từ turbin gió,
nguồn Pin mặt trời (PV), UPS, xe điện 1. Bộ nghịch
lưu tăng áp trực tiếp một chặng có hai cấu hình phổ
biến là cấu hình nghịch lưu nguồn Z (ZSI)2Hình 1
và nghịch lưu tựa khóa chuyểnmạch QSBI3–5Hình 2.
Hai cấu hình này có ưu điểm tận dụng khả năng ngắn
mạch của các khóa trong mạch nghịch lưu, để hỗ trợ
quá trình tăng áp thay vì điều này là cấm kỵ trong cấu
hình nghịch lưu áp (VSI) truyền thống 1.
Cả 2 cấu hìnhZSI vàQSBI đều chống được hiện tượng
trùng dẫn của các khóa. Nhưng cấu hình ZSI tồn tại
một vài nhược điểm như dòng điện ngõ vào bị gián
đoạn, điện áp trên hai tụ cao, các khóa phải đóng ngắt
nhiều lần hơn, kích thước của hai cuộn cảm cùng với
hai tụ sẽ làm cho thiết kế phần cứng tương đối lớn,
mặt khác các linh kiện sử dụng cho khóa công suất
phải chịu được điện áp cao, dòng điện lớn 2.
Cấu hình QSBI có một số ưu điểm nổi trội như giảm
được tần số chuyển mạch do sử dụng khóa đóng ngắt
S hoạt động ở chế độ tăng áp kết hợp với sáu khóa
công suất của khối nghịch lưu làm việc ở chế độ tăng
áp, chống lại sự ngắn mạch bằng việc thêmmột diode
D2. Nhưng có nhược điểm là điện ápVPN cấp cho các
khóa chuyển mạch khối nghịch lưu vẫn còn lớn, độ
gợn dòng trên cuộn cảm tương đối cao 3. Tuy nhiên
việc có thêm khóa S cũng cho nhiều giải pháp điều
khiển hơn, vì thế trong bài báo này sẽ đề cập đến một
kỹ thuật điều chế độ rộng xung kết hợp với thuật toán
sử dụng hàmoffset nhằmmở rộng giới hạn chỉ số điều
chế, ổn định điện áp ngõ ra, giảm độ gợn dòng điện
qua điện kháng tăng áp của cấu hình QSBI. Nội dung
bài báo sẽ gồm 5 phần chính là cấu hình nghịch lưu
QSBI trong phần 3, kỹ thuật điều khiển QSBI với 2
sóngmang và hàm offset medimum sẽ được phân tích
để đề xuất giải thuật điều khiển giảm độ gợn dòng
điện cuộn kháng, giảm điện áp trên DC link trong
phần 4. Phần 5 trình bày các kết quả mô phỏng, thực
nghiệm và phần 6 sẽ khái quát các kết luận, bàn luận
thêm.
PHƯƠNG PHÁP NGHIÊN CỨU
Phương pháp nghiên cứu trong bài báo là sử dụng
phương pháp tham khảo tài liệu, phân tích để đề
xuất các giả thuyết, các vấn đề. Tiếp theo sẽ áp dụng
phương pháp toán học thực hiện giải tích mạch điện,
phân tích, tính toán để tiếp cận và đề xuất giải pháp
cụ thể. Các giải pháp sẽ được thực hiện mô phỏng và
thực nghiệm để làm rõ các vấn đề giải quyết và đưa ra
các kết luận.
Trích dẫn bài báo này: Vịnh L X, Minh N D, Anh T V, Hải Q T. Giải thuật ổn định điện áp ra và giảm độ 
gợn dòng điện vào nghịch lưu nguồn kháng tựa khóa . Sci. Tech. Dev. J. - Eng. Tech.; 4(2):999-1008.
999
Tạp chí Phát triển Khoa học và  ...  cảm L. D2 dẫn
nên bộ VSI hoạt động ở chế độ nghịch lưu với8<: VL = L
diL
dt
=VS
S= 1
(2)
Điện áp cấp cho khối nghịch lưu là điện áp trên tụ VC .
Trạng thái sáu khóa chuyểnmạchphía nghịch lưunhư
nghịch lưu nguồn áp thông thường8>:
VC =VPN
SxN = 1SxP
m:VPN = 2bux (3)
Trong đó m là chỉ số điều chế; bux là giá trị đỉnh của
thành phần cơ bản điện áp pha x.
b. Trạng thái không ngắn mạch (NST) Hình 4(b) lúc
này khóa S mở, 2 diode đóng năng lượng từ nguồn
VS và trong cuộn dây nạp cho tụ điện C đồng thời
cấp nguồn chomạchVSI thực hiện chế độ nghịch lưu.
Điện áp pha tải vẫn được tính như (3). Và8>:
VC =VS+VL =VPN
S= 0
SxN = 1SxP
(4)
c. Trạng thái ngắn mạch phía nghịch lưu (ST)
Hình 4(c) tương ứng với thời điểm các vector trạng
thái là !V0 hoặc !V7 lúc này bộ sáu khóa của mạch VSI
nối tắt P và N nên đóng vai trò như khóa S nạp năng
lượng từ nguồn cho cuộn cảm.8>>>:
VL = L
diL
dt
=VS
SxN = SxP= 1
S= 0
(5)
Kết hợp (3), (4), (5) có thể viết8<: VC =
T:VS
T  tS tST
m:VC = 2bux (6)
Trong đó T là chu kỳ sóng mang, tS là thời gian đóng
khóa S và tST là thời gian ngắnmạch phía nghịch lưu.
Các trạng thái nạp, xả năng lượng của điện cảm L
được trình bày trong Hình 5.
Đồ thị dòng điện trong Hình 5 cho thấy kỹ thuật điều
khiển thông thường với điện áp vdS và vdST không
bằng nhau dẫn đến dòng điện iL qua điện cảm có độ
gợn lớn. Do đó có thể đề xuất kỹ thuật cải tiến.
THUẬT TOÁNĐỀ XUẤT
Thuật toán cải tiến khả năng ngắn mạch
phía nghịch lưu với hàm offset mới
Sử dụng sóng mang tam giác riêng cho bộ nghịch lưu
và bộ tăng áp, sóng mang dạng tam giác có biên độ
đỉnh-đỉnh là đơn vị, điện áp offset là 0 và chu kỳ T
bằng nhau, 2 sóngmang lệch pha 90o điện, tương ứng
với chu kỳ T4 . Sóng mang phía nghịch lưu được gọi là
CrI và sóng mang phía tăng áp là CrB. Đặt điện áp
điều chế PWM điều khiển khóa S phía mạch tăng áp
là vds và điều khiển ngắnmạch phía nghịch lưu là vdst
hàm điều khiển
S= [
1i f (vds >CrB)
1i f ((1 vds)<CrB)
0; otherwise
(7)
ST = [
1i f (vdst >CrI)
1i f ((1 vdst)<CrI)
0; otherwise
(8)
1001
Tạp chí Phát triển Khoa học và Công nghệ – Kĩ thuật và Công nghệ, 4(2):999-1008
Hình 4: Các trạng thái của 3P2LqSBI
Hình 5: Dạng sóng điều khiển, điện áp và dòng điện của 3P2LqSB.
Điện áp điều khiển phía nghịch lưu (vx) được xác định
như (9).
8>>>>>>>>>:
va =
m
2
sin(wt)+
1
2
vb =
m
2
sin

wt 2p
3

+
1
2
vc =
m
2
sin

wt 4p
3

+
1
2
(9)
Sử dụng hàm offset cho các điện áp điều khiển phía
nghịch lưu
vo f f set =max(vx)+min(vx)2 +
1
2
(10)
Điện áp điều khiển các pha sau khi cộng offset là vxv
được tính 8>:
vav = va+ vo f f set
vbv = vb+ vo f f set
vcv = vc+ vo f f set
(11)
1002
Tạp chí Phát triển Khoa học và Công nghệ – Kĩ thuật và Công nghệ, 4(2):999-1008
Như vậy để ngắn mạch phía nghịch lưu tại vị trí xuất
hiện các vector!V0 hoặc!V7 thì vdst phải thỏa mãn
vdst  min(vxv) (12)
Với hàm offset tại (10) thì min(vx)  min(vxv), do
đó vds có khả năng tăng hơn so với kỹ thuật thông
thường. Bên cạnh đó với các giả thiết như trên thì
xung ngắn mạch phía nghịch lưu, phía nguồn kháng,
và dòng điện qua điện cảm L được trình bày như
Hình 5. Từ Hình 5 có thể thấy rằng, trongmột chu kỳ
sóng mang có hai khoảng thời gian nạp năng lượng
cho điện cảm qua khóa S, và hai khoảng thời gian nạp
qua các khóa nghịch lưu. Do đó
tS = 2(t1 t0) = 2vdsT
tST = 2(t3 t2) = 2vdstT
(13)
Do đó (6) được viết lại8<: VC =
VS
12vdS2VdST
m:VC = 2bux (14)
Với khả năng mở rộng trên thì có thể điều chỉnh điện
áp vds để tS và tST bằng nhau.
Thuật toán ổn định điện áp ngõ ra và giảm
độ gợn dòng điện cuộn kháng
Gọi điện áp đỉnh mong muốn là bure f = p2:urms, để
độ gợn dòng điện là cực tiểu thì thời gian nạp với khóa
S đóng và thời gian nạp với các khóa phía nghịch lưu
đóng phải như nhau. Vì thế
vdS = vdST = min(vav;vbv;vcv) (15)
Do đó biểu đồ ngắnmạch và dòng điện qua cuộn cảm
L thay đổi như Hình 6. Vì thế
VPN =VC =
VS
14:VdST (16)
Khi sử dụng hàm offset ở (10) thì
min(vav;vbv;vcv) =
1
2

p
3
4
m (17)
Do đó
VPN =VC =
VS
14:vdST
=
2bure f
m
(18)
Thay (15), (17) vào (18) có
VS
1 2mp3
 = 2bure fm (19)
Vì thế chỉ số điều chế sẽ thay đổi theo điện áp nguốn
VS theo hàm điều khiển
m=
2
p
2
2
p
6 VS
urms
 (20)
Hình 6: Nguyên lý giảm độ gợn của dòng điện qua
cuộn kháng tăng áp.
Hình 7: Điện áp trên tụ khi sử dụng hàm offset và
không offset
Trong đó urms là giá trị hiệu dụng điện áp xoay chiều
mong muốn.
Hình 7 biểu diễn các giá trị điện áp trên tụ khi sử
dụng và không sử dụng hàm offset (đường xanh lá cây
và xanh dương) khi thay đổi điện áp nguồn cung cấp
(VS) và điện áp xoay chiều mongmuốn (urms). Trong
mỗi chu kỳ thí nghiệm 10 phút, điện áp mong muốn
urms tăng dần từ 50V đến 110V và nguồn VS có giá
trị lần lượt là 36V, 48V, 60V, 72V, 84V, 96V, 108V và
120V. Quan sát cho thấy giá trị hiệu dụng thành phần
cơ bản của điện áp tại ngõ ra u(1)aN và u(1)aNv bám
theo giá trị mong muốn urms. Nhưng khi không sử
dụng hàm vo f f set điện áp VC sẽ lớn hơn khi có hàm
vo f f set . Điều này đã chứng minh được hiệu quả của
việc cải tiến khi thêm điện áp vo f f set . Sử dụng hàm
vo f f set đã cải thiện được giảm trung bình 16,5% điện
áp đặt lên các khóa và tụ điện C so với không sử dụng
hàm vo f f set . Điều này đồng nghĩa với việc tăng tỉ số
điều chế m và giảm được tỉ số ngắn mạch. Hình 8
trình bày lưu đồ kỹ thuật đề xuất.
KẾT QUẢMÔ PHỎNG - THỰC
NGHIỆM VÀ THẢO LUẬN
Thuật toán đượcmôphỏng trong phầnmềmPSIMvới
thông số linh kiện như trong Bảng 3 và điện áp nguồn
một chiều cung cấp là VS từ 36V đến 110V, điện áp
mong muốn là 110Vrms, 50 Hz, tần số sóng mang là
5kHz.
1003
Tạp chí Phát triển Khoa học và Công nghệ – Kĩ thuật và Công nghệ, 4(2):999-1008
Hình 8: Lưu đồ giải thuật đề xuất
Bảng 2: Thông số linh kiện
TT Linh kiện Thông số Ghi chú
1 LS–CS 2,3 mH – 11 mF Bộ lọc 10
2 RD–LD 363W - 1mH Tải 3 pha
3 L 4,21mH Điện kháng boost
4 C 110 mF Tụ boost
5 D1, D2 RHR15120 15A, 1200V
6 IGBT FGA25N120 25A, 1200V
Hình 9 là kết quảmô phỏng tín hiệu điều chế khi có và
không hàm offset khi Vs là 100V, điện áp mongmuốn
là 110Vrms. Kết quả cho thấy với cùng điện áp mong
muốn tại ngõ ra, phương pháp không dùng hàm off-
set có chỉ số điều chế là m=0,596 và m=0,708 khi có
hàm offset, và tỉ số ngắn mạch d=0,193 (vdS=0,193V)
khi không hàm offset và khi có offset là d=0,202
(vdS=0,202V).
Điều này giúp làm rõ các phân tích ở phần trước.
Trong Hình 10, mô phỏng giải thuật với giá trị hiệu
dụng điện áp mong muốn urms=110V, VS thay đổi từ
36V đến 100V (bằng cách sử dụng mạch chỉnh lưu có
điện dung bé), cho kết quả điện áp trên tụ VCv khi sử
dụng hàm vo f f set sẽ bé hơn điện áp trên tụ VC không
sử dụng hàm vo f f set . Giá trị giảm điện áp trên tụ đạt
được trung bình 16,5%.
Hình 11 cho thấy THDáp pha tải của kỹ thuật sử dụng
hàm offset đề xuất nhỏ hơn so với khi không sử dụng
1004
Tạp chí Phát triển Khoa học và Công nghệ – Kĩ thuật và Công nghệ, 4(2):999-1008
Hình 9: Đồ thị tín hiệu điều chế, m và vdST khi dùng
và không dùng offset.
Hình 10: Sự khác biệt khi có hàm vo f f set
Hình 11: Biểu diễn sự giảm THD
offset.
Hình 12 là kết quả phân tích sóng hài điện áp pha tải
khi sử dụng hàm offset đã đề xuất và thực hiện không
giảm độ gợn dòng điện qua điện cảm (vdST = 37vdS)
Hình 12(a) và khi giảm độ gợn dòng qua cuộn cảm
(vdST = vdS) Hình 12(b).
Các kết quả cho thấy độ gợn dòng điện tương ứng là
1,35A (Hình 12(c)) và 1,02A (Hình 12(d)). Nghĩa là
độ gợn dòng điện giảm như phân tích ở trên trong khi
các sóng hài là gần như không đổi.
Hình 12: Hiệu quả giảm độ gợn dòng điện
Việc thực nghiệm được áp dụng trên mô hình tương
tự như các điều kiện mô phỏng để dễ so sánh.
Hình 13: Mạch thực nghiệm
Vi xử lý sử dụng là loại TMS320F28335, máy hiện
sóng Gwinstek GDS 1072A-U và GDS 1104B. Các
thiết bị trongHình 13 với giá trị nguồn, trị số linh kiện
như mô phỏng để có thể kiểm chứng. Hình 14 trình
bày điện áppha tải trước bộ lọc. Dạng sóngnhậnđược
tương tự như kết quả mô phỏng trong Hình 10.
Hình 14: Điện áp ngõ ra
Điện áp sau bộ lọc được trình bày trong Hình 15 và
có giá trị đỉnh là 155V tương ứng thành phần cơ bản
có giá trị 110Vrms như lý thuyết và mô phỏng.
1005
Tạp chí Phát triển Khoa học và Công nghệ – Kĩ thuật và Công nghệ, 4(2):999-1008
Hình 15: Điện áp ngõ ra khi sử dụng bộ lọc
Thực nghiệm đo dòng điện qua cuộn kháng tăng áp
được trình bày ở Hình 16. Dạng sóng và giá trị thực
nghiệm cho thấy phù hợp với lý thuyết (Hình 6) và
mô phỏng (Hình 12(d)).
Việc đánh giá hiệu suất được thực hiện quamô phỏng
với tải không đổi, điện áp mong muốn 110Vrms và
nguồn một chiều cung cấp thay đổi có kết quả như
bảng 4. Từ bảng 4 cho thấy kỹ thuật đề xuất có hiệu
suất chuyển đổi là chưa cao và có thể nghiên cứu các
giải pháp cải tiến khác.
Hình 16: Dòng điện qua cuộn kháng tăng áp
Bảng 3: Đánh giá hiệu suất kỹ thuật đề xuất
Vs (V) 60 70 80 90
iL (A) 2,4 2,2 1,9 1,7
Ptai (W) 138 151 145 144
Hiệu suất (%) 95,6 98,3 95,7 94,1
KẾT LUẬN
Các kết quả mô phỏng và thực nghiệm cho thấy:
• Kỹ thuật đề xuất cho phép điều chỉnh chỉ số điều
chế vì thế có thể ổn định điện áp pha tải khi
nguồn một chiều thay đổi.
• Việc sử dụng hàm offset của kỹ thuật đề xuất
cho phép giảm điện áp đặt vào khối nghịch lưu
các kết quả mô phỏng và thực nghiệm cho thấy
có thể giám trung bình đến 16,5% so với không
dùng hàm offset.
• Bằng cách sử dụng thời gian ngắn mạch phía
nghịch lưu và phía tăng áp như nhau kỹ thuật
đề xuất cho phép giảm độ gợn dòng trên cuộn
cảm từ đó giảm độ gợn áp trên tụ.
Kỹ thuật này phù hợp cho việc kỹ thuật nghịch lưu
công suất nhỏ cho hệ thống Solar PV và các nguồn
năng lương tái tạo khác.
XUNGĐỘT LỢI ÍCH
Nội dung bài báo này là do sự đóng góp của tập thể
chúng tôi bao gồm Lê Xuân Vịnh, Nguyễn ĐứcMinh,
Trương Việt Anh và QuáchThanh Hải nghiên cứu và
thực hiện không có những xung đột về lợi ích với các
công trình nghiên cứu và cá nhân khác.
ĐÓNGGÓP CỦA CÁC TÁC GIẢ
LêXuânVịnh: Trực tiếp viết và thực hiện các nội dung
gồm mô phỏng và thực nghiệm
Nguyễn Đức Minh: Thu thập và xử lý số liệu, hỗ trợ
mô phỏng và thực nghiệm
Trương Việt Anh và Quách Thanh Hải: Ý tưởng, sửa
bản thảo và kiểm tra các kết quả mô thí nghiệm.
TÀI LIỆU THAMKHẢO
1. Radwan H, Sayed MA, Takeshita T, Elbaset AA, Shabib G.
Boost Inverter Topology with High-Frequency Link Trans-
former for PVGrid-Tied Applications. IEEJ Journal of Industry
Applications;8(5):849–856. Available from: https://doi.org/10.
1541/ieejjia.8.849.
2. Peng FZ. Z-source converter. IEEE Transactions On Industry
Applications. 2003;39(2). Available from: https://doi.org/10.
1109/TIA.2003.808920.
3. Nguyen MK, Le TV, Park SJ, Lim YC. A class of quasiswitched
boost inverters. IEEE Trans. Ind. Electron. 2015;62(3):1526
–1536. Available from: https://doi.org/10.1109/TIE.2014.
2341564.
4. Khai NM, Choi YO. Maximum Boost Control Method for
Single-Phase Quasi-Switched-Boost and Quasi-Z-Source In-
verters. Energies. 2017;10:553. Available from: https://doi.org/
10.3390/en10040553.
5. Khai NM, Choi YO. Voltage Multiplier Cell-Base Quasi-
Switched Boost Inverter with Low Input Curren Ripple. Elec-
tronics. 2019;8:227. Available from: https://doi.org/10.3390/
electronics8020227.
6. MohrM, Fuchs FW. Comparisonof ThreePhaseCurrent Source
Inverters and Voltage Source Inverters Linked with DC to DC
Boost Converters for Fuel Cell Generation Systems. 2005;Avail-
able from: https://doi.org/10.1109/EPE.2005.219458.
7. Holmes DG, Lipo TA. Modern Pulse Width Modulation Tech-
niques for Power Converter. IEEE Press. 2003;Available from:
https://doi.org/10.1109/9780470546284.
8. Quach TH, Do DT, Nguyen MK. A PWM Scheme for Five-Level
H-Bridge T-Type Inverter with Switching Loss Reduction. Elec-
tronics. 2019;8(6):702. Available from: https://doi.org/10.3390/
electronics8060702.
1006
Tạp chí Phát triển Khoa học và Công nghệ – Kĩ thuật và Công nghệ, 4(2):999-1008
9. Tài LV, et al. Kỹ thuật vector không gian cải tiến cho nghịch lưu
hình T ba bậc để giảm điện áp common mode. Tạp Chí Khoa
Học Giáo Dục Kỹ Thuật. 2019;54.
10. Kim H, Sul SK. A Novel Filter Design for Output LC Filters of
PWM Inverters. Journal of Power Electronics. 2011;11(1). Avail-
able from: https://doi.org/10.6113/JPE.2011.11.1.074.
1007
Science & Technology Development Journal – Engineering and Technology, 4(2):999-1008
Open Access Full Text Article Research Article
1Dong Nai Technology University,
Vietnam
2Institute of Energy Science - Vietnam
Academy of Science & Technology,
Vietnam
3HCMC University of Technology and
Education, Vietnam
Correspondence
Xuan-Vinh Le, Dong Nai Technology
University, Vietnam
Email: lexuanvinh@dntu.edu.vn
History
 Received: 04-02-2021 
 Accepted: 13-5-2021 
 Published: 03-6-2021
DOI : 10.32508/stdjet.v4i2.808 
Copyright
© VNU-HCM Press. This is an open-
access article distributed under the
terms of the Creative Commons
Attribution 4.0 International license.
Algorithim to control output voltage and reduce the ripple of
input current in quasi switched boost inverter
Xuan-Vinh Le1,*, Duc-Minh Nguyen2, Viet-Anh Truong3, Thanh-Hai Quach3
Use your smartphone to scan this
QR code and download this article
ABSTRACT
In recent years, the quasi -switched boost inverter uses widely in electrical systems. This paper
proposes a method to control the AC output voltage and reduce the current ripple of the booster
inductor in the quasi-switched boost inverter (QSBI). The proposed technique base on carrier pulse
width modulation with two triangles with phase shifts 90 . This technique uses the offset function
to expand the modulation index and the algorithm for output voltage stabilization based on the
adjustment of the boost ratio. The modulation index expansion will reduce the stress voltage on
the switches by an average of 16.5% under the simulated conditions. The boost factor base on the
short circuit time on the DC / DC booster and the inverter on the zero vectors. So, the duty ratio (of
the boost DC / DC) can reduce by the short-circuit pulses that insert in the position of zero vectors,
so the inverter is responsible for both boosting and inverting. The combination helps to reduce
the current ripple on the boost inductor. Besides that, reducing the short-circuit ratio of DC / DC
booster will also reduce the capacity of the booster switch and thereby reduce the production cost.
The analysis clarifies the proposed technique. Simulations and experiments evaluate the proposed
method.
Key words: DC / DC booster, pulse width modulation, inverter, duty ratio, QSBI
Cite this article : Le X, Nguyen D, Truong V, Quach T. Algorithim to control output voltage and re-
duce the ripple of input current in quasi switched boost inverter. Sci. Tech. Dev. J. – Engineering and 
Technology; 4(2):999-1008.
1008