Điều khiển bộ nghịch lưu ghép tầng hai bậc bằng kỹ thuật sóng mang PWM

98
TRÖÔØNG ÑAÏI HOÏC ÑOÀNG THAÙP Taïp chí Khoa hoïc soá 39 (08-2019)
ĐIỀU KHIỂN BỘ NGHỊCH LƯU GHÉP TẦNG HAI BẬC
BẰNG KỸ THUẬT SÓNG MANG PWM
 y Phan Thanh Hoàng Anh(*)
Tóm tắt
Hiện nay, nhiều nghiên cứu về bộ nghịch lưu ghép nối tầng đa bậc nhằm đơn giản hóa cấu hình 
mạch phần cứng và giảm giá thành hệ thống. Bài báo giới thiệu bộ nghị ch lưu ghép nối tầng 2 bậc gồm 
2 bộ nghị ch lưu hai bậc chuẩn với kỹ thuật điều chế sóng mang PWM. Giải thuật đã được kiểm chứng 
tính đúng đắn qua kết quả mô phỏng và thí nghiệm phần cứng thông qua bộ kit DS1104.
Từ khóa: Bộ nghị ch lưu ghé p, điề u khiể n độ rộ ng xung, nguồ n mộ t chiề u.
1. Giới thiệu chung
Cấu hình bộ chuyển đổi điện đang tồn tại ngày 
nay còn nhiều hạn chế vì những giới hạn của thiết 
bị bán dẫn. Các bộ nghịch lưu đa bậc xuất hiện 
nhằm khắc phục các giới hạn điện áp của thiết bị 
bán dẫn: Một trong những ứng dụng trước tiên là 
kết nối giữa các hệ thống điện áp cao AC và DC. 
Nguyên lý cơ bản của bộ nghịch lưu đa bậc là kết 
nối càng nhiều thiết bị nối tiếp và kẹp điện áp.
Các bộ biến đổi đa bậc đã mang lại sức sống 
cho các ứng dụng truyền động. Tuy nhiên, khi muốn 
tăng công suất của bộ nghịch lưu nhưng vẫn đáp 
ứng điện áp DC lớn nhất sẽ làm cho chi phí đầu tư 
đắt đỏ vì hệ thống điều khiển phải được thiết kế 
cho số pha cụ thể và cần nhiều nguồn cung cấp.
Bộ nghịch lưu ghép nối tầng là một giải pháp 
mới để khắc phục các giới hạn về công suất. Chỉ 
cần sử dụng các thiết bị tiêu chuẩn kết nối theo cách 
mới là công suất tăng lên gấp đôi, có khả năng cung 
cấp cho tải. Đây là một ưu điểm của bộ nghịch lưu 
ghép nối tầng nhưng không cần thiết phải có các 
phần cứng phức tạp. 
Bộ nghịch lưu ghép nối tầng có cấu trúc dựa 
vào sự kết nối nối tiếp một số loại cấu trúc cơ bản 
cho mỗi pha. Những bộ nghịch lưu này nhìn chung 
được kết nối từ những bộ nghịch lưu bậc thấp cơ 
bản như: Bộ nghịch lưu 3 pha 2 bậc đơn giản và 
bộ nghịch lưu 3 pha 2 bậc kiểu diode kẹp. Đối với 
bộ nghịch lưu ghép tầng được cấp từ các nguồn 
một chiều riêng biệt, để tối ưu hóa tổn hao, các 
bộ nghịch lưu cơ bản có nguồn điện áp DC lớn 
được ưu tiên hoạt động ở tần số của hài cơ bản còn 
những bộ nghịch lưu cơ bản có nguồn điện áp thấp 
hơn hoạt động ở tần số đóng cắt cao. Đối với bộ 
nghịch lưu ghép tầng được cấp từ hai nguồn DC 
cách ly nối tắt tạo thành một nguồn DC chung để 
đơn giản hóa cấu hình mạch công suất, giảm chi 
phí và không gặp khó khăn gây ra bởi hiện tượng 
nguồn DC không cân bằng.
Một số lý thuyết đã trình bày mối quan hệ 
mật thiết giữa phương pháp điều chế vector không 
gian (SVPWM) và kỹ thuật điều chế sóng mang 
(CBPWM) trong các bộ nghịch lưu đa bậc. Đối 
với kỹ thuật điều chế đa sóng mang sẽ làm cho giải 
thuật phức tạp và điều khiển khó khăn, khó đồng bộ 
hóa hệ thống điều khiển. Các phân tích đã chứng 
minh rằng kỹ thuật điều chế nhiều sóng mang có 
thể thực hiện bằng kỹ thuật một sóng mang duy 
nhất như bộ nghịch lưu hai bậc thông thường. Sự 
tương quan này được ứng dụng trong bài báo này 
để phát triển thành kỹ thuật điều chế sóng mang, 
điều khiển điện áp ngõ ra của bộ nghịch lưu ghép 
nối tầng đa bậc [2].
Trong suốt quá trình xây dựng bài báo này, tôi 
luôn lấy cơ sở phân tích đúng như kỹ thuật điều 
chế sóng mang truyền thống, trong đó:
- Tổn thất trên các chuyển mạch là nhỏ nhất. 
Cụ thể là điều khiển sao cho chỉ có một chuyển 
mạch xảy ra trong quá trình quá độ chuyển tiếp 
giữa hai trạng thái đóng cắt.
- Tăng giảm đều điện áp ngõ ra trong mỗi nửa 
chu kỳ của sóng mang.
- Điều khiển tuyến tính PWM
0 .x
xref
dV
const
dV
=
(1)
(*) Trường Đại học Bà Rịa - Vũng Tàu.
99
TRÖÔØNG ÑAÏI HOÏC ÑOÀNG THAÙP Taïp chí Khoa hoïc soá 39 (08-2019)
2. Bộ nghịch lưu ghép nối tầng hai bậc hai 
nguồn cách ly và phân tích mạch
Dựa theo nguyên lý của thuật toán điều khiển 
sóng mang cho bộ nghịch lưu nối tầng cascade. Với 
một giá trị điện áp đặt, giá trị của thông số điều 
khiển ξj sẽ được xác định cho mỗi bộ phát sóng 
mang PWM.
2.1. Mạch khảo sát
Hình 1. Sơ đồ mạch bộ nghịch lưu ghép được tạo từ 2 bộ nghịch lưu 3 pha 2 bậc
Mạch sử dụng hai bộ nghịch lưu 3 pha 2 bậc 
chính tắc chịu dòng công suất cao ghép lại với nhau 
tạo thành bộ nghịch lưu ghép 2 bậc.
Thành phần của bộ nghịch lưu ghép 2 bậc 
trên có 2 nguồn DC độc lập có giá trị điện áp là Vd. 
Thuật toán tổng hợp điều khiển sóng mang 
PWM được ứng dụng cho cả 3 pha. Phần nghịch 
lưu phía cao hoạt động với tần số hài cơ bản trong 
khi phần thấp của bộ nghịch lưu còn lại thì có thể 
đóng cắt ở tần số cao. Phần thứ nhất của bộ nghịch 
lưu cấp nguồn chính cho tải có sinh ra một số hài 
nhưng lại được bù bởi thành phần thứ 2, do đó nó 
có chức năng giống như một bộ lọc.
2.2. Phân tích mạch
Sơ đồ mô hình mạch giải tích
Sáu cặp linh kiện của bộ nghịch lưu ghép trên 
được điều khiển bởi các sóng điều khiển tương ứng 
là: ξ11, ξ21, ξ31, ξ12, ξ22 và ξ32.
Quan hệ giữa trị trung bình áp nghịch lưu Vd 
và sóng điều khiển ξ có thể mô tả bằng các hàm sau:
V110 = ξ11*Vd ; V210 = ξ21 *Vd ; V310 = ξ31*Vd
V120 = ξ12*Vd ; V220 = ξ22*Vd ; V320 = ξ32*Vd (2)
Ta có:
V10 = V110 - V120; V20 = V210 - V220 ; 
V30 = V310 - V320. (3)
100
TRÖÔØNG ÑAÏI HOÏC ÑOÀNG THAÙP Taïp chí Khoa hoïc soá 39 (08-2019)
Suy ra:
V10 = (ξ11 - ξ12)*Vd,
V20 = (ξ21 - ξ22)*Vd, (4) [3]
V30 = (ξ31 - ξ32 )*Vd.
Đặt: Vj0 = Vj10 - Vj20 
với j = 1,2,3. 
Từ đó giá trị trung bình điện 
áp điều chế trên các pha như sau:
Bảng 1. Quan hệ giữa các giá trị đặt tổng, trạng thái áp nghịch lưu 
thành phần và cá c đại lượng điều khiển hai bộ nghịch lưu
Vj0 
j=1,2,3
(Vj10; Vj20)
j=1,2,3
ξJ1 ξJ2 ξX
-Vd (0;Vd)
(1)(2) 0 1 -1
-Vd ˂ Vj0 ˂ 0
(0;X)(1) 0 
Vj0
Vd
Vj0
(X;Vd)
(2)
Vj0+ Vd
Vd
1
0
(0;0)(1) 0 0
0
(Vd;Vd)
(2) 1 1
b) Mạch tương đương
biến đổi từ mô hình a
a) Mạch tương đương 
biến đổi từ mạch khảo sát (Hình 1)
c) Mạch tương đương
biến đổi từ mô hình b
Hình 2. Mô hình giải tích mạch tương đương
101
TRÖÔØNG ÑAÏI HOÏC ÑOÀNG THAÙP Taïp chí Khoa hoïc soá 39 (08-2019)
+ Chú thích Bảng 1: (1) là thuật toán điều 
khiển thứ 1; (2) là thuật toán điều khiển thứ 2. Tồn 
tại các phương án điều chế khác nhau để tạo ra một 
áp nghịch lưu trung bình đạt giá trị giữa các mức 
điện áp nguồn. Các phương án điều chế được mô 
tả trong Bảng 1 dưới dạng thuật 
toán thứ 1 hoặc dạng thuật toán 
thứ 2. Ví dụ khi áp yêu cầu nằm 
trong giới hạn (-Vd, 0), có thể sử 
dụng dạng thuật toán thứ 1 với sự 
chuyển mạch nằm ở bộ nghịch lưu 
2, và bộ nghịch lưu 1 được thiết lập 
áp bằng 0 [2], [3].
Các cách tính tín hiệu điều khiển ξ:
Từ áp tải 3 pha yêu cầu Vtj, có thể sử dụng sơ 
đồ Hình 3 để xác định Vjo từ đó tính ra các tín hiệu 
điều khiển cho các cặp linh kiện.
0<Vj0<Vd 
(X;0)(1)
Vj0
Vd
0
Vj0
(Vd;X)
(2) 1
Vd – Vj0
Vd
Vd (Vd;0)(1)(2) 1 0 1
Hình 3. Sơ đồ giải thuật tính điện áp điều khiển V
đkj
Tính Vj0 bằng cách: Vj0=Vtj+V0 .
(V0 là điện áp common mode). (5)
Điện áp V0 có thể chọn bất kì giá trị nào trong 
giới hạn V0min; V0max của nó:
 V0min ≤ V0 ≤ V0max.
Với : V0min = Vd – Max,
 V0max = -Vd – Min,
 Min = min (Vt1,Vt2,Vt3),
 Max = max (Vt1,Vt2,Vt3).
Phạm vi điều khiển áp tải:
 max
2
.
3
d
t
V
V
∗= (6)
Điện áp cơ bản của phương pháp điều 
khiển 6 bước:
 6 _
2 .t step dV Vπ= ∗ (7)
2.3. Kỹ thuật điều chế sóng mang PWM
- Chỉ số điều chế tham chiếu/điện áp 3 pha 
tham chiếu V
đkx; x = a,b,c.
- Tính toán giá trị hàm offset V0.
- Tính toán tín hiệu điều chế danh định ξx. 
- Lấy đạo hàm tín hiệu danh định riêng biệt các 
ξjx , j =1,2,3 bằng cách dùng thuật toán (1) – Thuật 
toán trong Bảng1.
- So sánh PWM giữa và dạng sóng mang đơn 
vị sẽ cho ra tín hiệu điều khiển. 
Trong trường hợp hai bộ nghịch lưu ghép nối 
tầng sử dụng chung nguồn DC, ta không thể điều 
khiển qua hàm offset, vì như vậy sẽ làm phát sinh 
dòng thứ tự không lớn. Do đó với cấu hình này thì 
chỉ có thể sử dụng phương pháp sin PWM, tức tín 
hiệu điều khiển ngõ vào phải có dạng sin, với biên 
độ áp cực đại ngõ ra là: 
 Vtjmax = Vd (j=1,2,3). (8)
3. Mô phỏng và thí nghiệm bộ nghịch lưu 
ghép 2 bậc bằng kỹ thuật sóng mang PWM
3.1. Mô hình mạch mô phỏng bằng 
matlab/Simulink
102
TRÖÔØNG ÑAÏI HOÏC ÑOÀNG THAÙP Taïp chí Khoa hoïc soá 39 (08-2019)
Hình 4. Sơ đồ mô phỏng tổng quát trong Simulink
3.2. Sơ đồ điều khiển tải 3 pha RL với 2 nguồn DC cách ly
Hình 5. Sơ đồ điều khiển tải 3 pha RL với hai nguồn DC cách ly
Bộ chỉnh lưu
103
TRÖÔØNG ÑAÏI HOÏC ÑOÀNG THAÙP Taïp chí Khoa hoïc soá 39 (08-2019)
3.3. Lưu đồ chương trình giao tiếp giữa máy tính và phần cứng
 Hì nh 6. Chương trình giao tiếp giữa máy tính và phần cứng qua card DS1104
3.4. Mô hình phần cứng
- Phần cứng được xây dựng để kiểm chứng 
lý thuyết đề xuất, sử dụng Matlab/Simulink và kit 
DSPACE DS1104.
Hình 7. Hệ thống mạch phần cứng trong thí nghiệm
- Mạch thí nghiệm phần cứng bao gồm: Mạch 
công suất dùng IGBT FMG2G100US60; mạch 
chỉnh lưu diode; mạch nguồn nuôi dùng IC7915, 
IC7815, IC7805, diode N4148; mạch deadtime và 
mạch đệm dùng 74HCT14; mạch lái dùng Opto 
TLP250 và IC TMA1215; tải 3 pha cân bằng RL 
với R=10, L=65 mH (Ghi chú: Thang đo Probe của 
dao động ký là 10).
3.5. Kết quả thí nghiệm:
3.5.1. Đối với 02 nguồn cách ly thực tế
 Điện áp nguồn Vd1 = Vd2 =100 V; Chỉ số điều 
chế m=0,7; Tần số sóng mang fsw = 6 kHz; R=10Ω; 
L=65 mH; cos φ=0,9798.
Hình 8. Kết quả điện áp tải pha a bằng mô phỏng 
Matlab/Simulink trong khoảng thời gian t = 0 → 0,2s
Hình 9. Kết quả điện áp tải pha a 
bằng mạch phần cứng
Constant 
Constant 2
104
TRÖÔØNG ÑAÏI HOÏC ÑOÀNG THAÙP Taïp chí Khoa hoïc soá 39 (08-2019)
Hình 10. Kết quả dòng điện tải 3 pha bằng 
mô phỏng Matlab/Simulink trong khoảng 
thời gian t = 0 → 0,05s
Hình 11. Kết quả dòng điện tải pha a bằng 
mạch phần cứng
Nhận xét: Kết quả điện áp tải và dòng điện 
tải thu được trên phần cứng có dạng hình sin giống 
với mô phỏng trên phần mềm Matlab/Simulink. 
3.5.2. Đối với 02 nguồn cách ly thực tế
Điện áp nguồn Vd1 = Vd2 =100 V; Chỉ số điều 
chế m=0,7; Tần số sóng mang fsw = 3 kHz; R=10 
Ω; L=65 mH; cos φ=0,9798.
Hình 12. Kết quả điện áp tải pha a bằng mô phỏng Matlab/
Simulink trong khoảng thời gian t = 0 → 0,2s
Hình 13. Kết quả điện áp tải pha a bằng 
mạch phần cứng
Hình 14. Kết quả dòng điện tải 3 pha bằng mô phỏng Matlab/
Simulink trong khoảng thời gian t = 0 → 0,05s
Hình 15. Kết quả dòng điện tải pha a bằng 
mạch phần cứng
Nhận xét: Kết quả điện áp tải và dòng 
điện tải thu được trên phần cứng có dạng hình 
sin giống với mô phỏng trên phần mềm Matlab/
Simulink. 
3.5.3. Đối với 02 nguồn DC cách ly lý tưởng
Điện áp nguồn Vd1 = Vd2 =100 V; Chỉ số điều 
chế m=0,7; Tần số sóng mang fsw = 6 kHz; R=10 Ω; 
L=65 mH; cos =0,9798.
105
TRÖÔØNG ÑAÏI HOÏC ÑOÀNG THAÙP Taïp chí Khoa hoïc soá 39 (08-2019)
Hình 16. Kết quả điện áp tải pha a bằng mô phỏng Matlab/
Simulink trong khoảng thời gian t = 0 → 0,1s Hình 17. Kết quả điện áp tải pha a bằng 
mạch phần cứng
Hình 18. Kết quả dòng điện tải 3 pha bằng mô phỏng Matlab/
Simulink trong khoảng thời gian t = 0 → 0,05s 
Hình 19. Kết quả dòng điện tải pha a bằng 
mạch phần cứng
Nhận xét: Kết quả điện áp tải và dòng 
điện tải thu được trên phần cứng có dạng hình 
sin giống với mô phỏng trên phần mềm Matlab/
Simulink. 
3.5.4. Đối với 02 nguồn DC cách ly lý tưởng
Điện áp nguồn Vd1 = Vd2 =100 V; Chỉ số điều 
chế m=0,7; Tần số sóng mang fsw = 3 kHz; R=10 Ω; 
L=65 mH; cos φ=0,9798.
Hình 20. Kết quả điện áp tải pha a bằng mô phỏng Matlab/
Simulink trong khoảng thời gian t = 0 → 0,2s
Hình 21. Kết quả điện áp tải pha a bằng 
mạch phần cứng
106
TRÖÔØNG ÑAÏI HOÏC ÑOÀNG THAÙP Taïp chí Khoa hoïc soá 39 (08-2019)
Hình 22. Kết quả dòng điện tải 3 pha bằng mô phỏng Matlab/
Simulink trong khoảng thời gian t = 0 → 0,05s
Hình 23. Kết quả dòng điện tải pha a bằng 
mạch phần cứng
Nhận xét: Kết quả điện áp tải và dòng điện 
tải thu được trên phần cứng có dạng hình sin giống 
với mô phỏng trên phần mềm Matlab/Simulink. 
3.5.5. Nhận xét chung
- Chất lượng điện áp và dòng điện tải thu được 
qua dao động ký số là đạt yêu cầu so với trên phần 
mềm mô phỏng Matlab – Simulink.
- Với tần số sóng mang 6 kHz thì áp và dòng 
ra mịn hơn với tần số sóng mang 3 kHz.
- Khi sử dụng nguồn thực tế, độ méo dạng dòng 
và áp là không thay đổi nhiều nhưng biên độ đỉnh 
có sự dao động mạnh so với nguồn DC lý tưởng.
4. Kết luận
Bài báo mô tả ứng dụng giải thuật sóng mang 
PWM để điều khiển bộ nghịch lưu ghép nối tầng 
hai bậc. Kết quả mô phỏng và thí nghiệm trên bộ kit 
DSPACE DS1104 đã khẳng định tính đúng đắn của 
giải thuật sóng mang PWM đã đề xuất. Việc điều 
khiển sóng mang PWM thành công cho bộ nghịch 
lưu ghép nối tầng hai bậc là cơ sở để áp dụng điều 
khiển cho các bộ nghịch lưu bậc cao hơn, tiếp cận 
phương pháp triệt tiêu điện áp common mode trong 
các bộ nghịch lưu khác nhau, cũng như khả năng 
mở rộng điện áp ngõ ra trong vùng quá điều chế./.
Tài liệu tham khảo
[1]. Alian Chen, Lei Hu, And Xiangning He (2004), “A novel cascaded multilevel inverter topology”, The 
30th annual conference of the IEEE industrial Society – IECON 2004, (Vol.1), pp. 796-799.
[2]. Dominico Casdei, Gabriele randi, Alberto Lega, Claudio Rossi, Luca Zarri (2007), “Switching 
technique for dual – two level inverter supplied by two separate sources”, The 22th Annual IEEE Applied Power 
Electronics Conference and Exposition – APEC 2007, (Vol.277, No.16), pp. 1522-1528.
[3]. Nguyen Van Nho, Hong-Hee Lee (2007), “Carrier PWM algorithm for multileg multilevel inverter”, 
proceeding of 12th European Conference on Power Electronics and Applications EPE 2nd – 5th September 
2007, Aalborg, Denmark, pp. 1-10.
[4]. Nguyen Van Nho, M. J. Youn (2005), “Carrier PWM algorithm with optimized switching loss for 
three-phase four-leg multilevel inverters”, IEE Electronics Letters, (Vol.41, No.1), pp.43–44.
[5] Nguyen Van Nho, M. J. Youn (2006), “Comprehensive study on SVPWM and carrier based PWM 
correlation in multilevel inverters”, IEE-Proceedings Electric Power Applications, (Vol.153, No.1), pp. 149-158. 
[6]. J. Rodrfguez, J. S. Lai, F. Zheng Peng (2002), “Multilevel Inverters: A survey of topologies controls 
and applications”, IEEE Trans. on Industry Electronics, (Vol. 49, No. 4), pp. 724-738.
CONTROLLING DUAL TWO-LEVEL INVERTERS WITH USING
CARRIER BASED PWM APPROACH
Summary
Many dual multilevel inverter topologies have been investigated for simplifying hardware building and 
reducing cost. This paper introduces dual two-level inverters which are formed from two standard two-level 
inverters with using carrier based PWM approach. The proposed method has been validated by simulation 
results and verifi ed by the experiment using DSP controller DSPACE kit DS1104.
Keywords: Dual inverter, PWM control, DC source.
Ngày nhận bài: 05/12/2018; Ngày nhận lại: 10/7/2019; Ngày duyệt đăng: 05/7/2019.